解析LLC諧振半橋變換器的失效模式

                                                       
圖9. 依賴負載條件LLC諧振變換器的工作點

二極體關斷伴隨非常大的dv/dt，因此在很大的di/dt條件 下，會產生很高的反向恢復電流尖峰。這些尖峰會比穩態開關電流幅值大十倍以上。該大電流會使MOSFET損耗大大增加、發熱嚴重。MOSFET結溫的升高會降低其dv/dt的能力。在極端情況下，損壞MOSFET，使整個系統失效。在特殊應用中，負載會從空載突變到超載，為了能夠保持系統可靠性，系統應該能夠在更惡劣的工作環境中運行。

                                                          

圖10. 超載時功率MOSFET的測量波形

                                                     


圖11. 超載時功率MOSFET的模擬波形

                                                               

圖12. 超載時潛在失效模式的簡化波形

圖10和圖11給出了超載時功率MOSFET開關波形。電流尖峰發生在開通和關斷的瞬間。可以被認作是一種“暫時直通”。圖12給出了超載時LLC諧振變換器的簡化波形，圖13給出了可能導致器件潛在失效問題的工作模式。

 

在t0~t1時段，Q1導通，諧振電感電流Ir為正。由於MOSFET Q1處於導通狀態，諧振電流流過MOSFET Q1溝道，次級二極體D1導通。Lm不參與諧振，Cr與Lr諧振。能量由輸入端傳送到輸出端。

 

在t1~t2時段，Q1門極驅動信號開通，Q2關斷，輸出電流在t1時刻為零。兩個電感電流Ir和Im相等。次級二極體都不導通，兩個輸出二極體反向偏置。能量從輸出電容而不是輸入端往外傳輸。因為輸出端與變壓器隔離，Lm與Lr串聯參與諧振。

 

在t2~t3時段，MOSFET Q1依然施加門極信號，Q2關斷。在這個時段內，諧振電感電流方向改變。電流從MOSFET Q2的源極流向漏極。D2開始導通，D1反向偏置，輸出電流開始增加。能量回流到輸入端。

 

在t3~t4時段，關斷MOSFET Q1和Q2的門極信號，諧振電感電流開始流過MOSFET Q2的體二極體，這就為MOSFET Q1創造了ZCS條件。

 

在t4~t5時段，MOSFET Q2開通，流過一個很大的直通電流，該電流由MOSFET Q1體二極體的反向恢復電流產生。這不是偶然的直通，因為高、低端MOSFET正常施加了門極信號；有如直通電流一樣，它會影響到該開關電源。這會形成很高的反向恢復dv/dt，時常會擊穿MOSFET Q2。這樣就會導致MOSFET失效，當使用的MOSFET體二極體的反向恢復特性較差時，這種失效機理會更加嚴重。

                                             

(a) t1-t2

                                                

(b) t1-t2

                                                     

(c) t2-t3

                                                

(d) t3-t4

                                             

(e) t4-t5

圖13. 超載時LLC諧振半橋變換器的潛在失效工作模式


三，短路失效模式

最壞情況為短路。短路時，MOSFET導通電流非常高 （理論上無限高），頻率也會降低。當發生短路時，諧 振回路中Lm被旁路。LLC諧振變換器可以簡化為由Cr和 Lr組成的諧振電路，因為Cr只與Lr發生諧振。因此圖12 省略了t1~t2時段，短路時次級二極體在CCM模式下連續 導通。短路狀態下工作模式幾乎與超載狀態下一樣，但 是短路狀態更糟糕，因為流經開關體二極體的反向恢復 電流更大。

                                                       

圖14. 短路時功率MOSFET的測量波形


                                                      
圖15. 短路時功率MOSFET的模擬波形

圖14和圖15給出了短路時功率MOSFET的開關波形。短路的波形與超載下的波形類似，但是其電流的等級更高，MOSFET結溫度更高，更容易失效。