安森美高边 SmartFET 内部可以使用不同的逻辑拓扑来使能/禁用模拟电流检测输出。例如，NCV84160 采用电流检测禁用逻辑输入，在接收到Hi（逻辑电平）命令信号时禁用（关闭）CS输出。换句话说，CS 操作遵循低电平有效逻辑。NCV84140 和 NCV84012A 等其他器件具有高电平有效电流检测使能逻辑输入，当从微控制器接收到 Hi（逻辑电平）命令信号时，CS 输出开启。在 CS 输出通过选择输入引脚多路复用的多通道器件中，使能/禁用逻辑为所有通道共用（见图 14）。CS禁用/使能引脚的信号调理电路、逻辑电平和迟滞与输入引脚类似。输入控制和迟滞部分仔细考虑了输入控制逻辑和信号调理。接 GND 的 ESD 保护二极管ZESD（见图 21）限制此引脚观察到的电位，而且在电池反向情况下提供保护。将该节点连接到微控制器时，建议使用保护电阻。精确估计负载电流需要精确测量检测电流，并且检测比在期望的负载范围内保持稳定。前者是测量系统精度的核心问题（其责任在于应用的用户），后者更多的是器件设计的挑战。此挑战在小负载电流（称为轻载情况）下加剧，此时 FET 两端的电压（漏源和栅源）与工艺失调和失配相当。下式概括了低负载电流下的这两个主要问题：
其中，SRErr是与检测比相关联的误差因子，VOFF是运算放大器的输入失调（见图51），ΔVth是功率FET和检测FET之间的阈值失配。 根据公式11，检测比的误差因子取决于运算放大器（迫使两个源极节点合在一起）的输入失调和两个FET的阈值失配。
图51：描绘运算放大器失调和工艺失配引起的检测比误差的电路原理图 在轻载下，功率FET的漏源电压降得过低，与运算放大器输入失调电压相当，使得公式11 中的第一个因子成为决定检测比的主导因素。根据运算放大器失调的极性，检测比可能高于或低于额定值。 为了缓解上述问题，器件采用“去饱和”电路来拉低电荷泵并削减栅极电压，从而提高器件的RDS(ON)（从而提高VDS压降）。增加的VDS压降使相关的误差因子降低。对于轻载，如果负载电流进一步降低，栅极电压也会进一步降低；在某一阈值以下，漏源压降保持恒定。“输出压降限制”参数以及相应的轻载阈值可在特定产品数据表中查找。在这种轻载情况下，RDS(ON)不是什么大问题，因此可以用导通状态阻性压降来换取电流检测精度的改善。图52解释了去饱和模式下漏源电压和栅源电压的变化。 在高负载电流下，栅源电压被驱动至电荷泵最大能力所支持的高电平，漏源电压与电流呈线性比例关系——本质上，器件的行为类似于低欧姆电阻。负载电流低于某一阈值时（即轻载情况），栅源电压被拉低，随后漏源电压被固定在VSAT电平。在该区域中，器件工作在线性或非RDS(ON)模式，负载电流与栅源电压呈平方律关系。因此，这种机制被称为去饱和。一旦栅源电压降至阈值电压VTH以下，电流就会降至零（实际上存在一定的极小亚阈值漏电流）。
图52：去饱和模式下漏源电压和栅源电压的变化 以下是高边SmartFET在去饱和模式下的特性曲线示例，它描绘了温度依赖性。
图53：不同温度下VDS与负载电流的依赖关系 输出压降限值在整个温度范围内相当稳定。阈值电流变化的原因是 RDS(ON)随温度变化。 下面的理想化曲线解释了利用去饱和改善检测比的机制： 图54：利用去饱和提高电流检测精度 虽然上述方法降低了与运算放大器失调相关的检测比误差，但栅源电压的降低会使第二个因子（参见公式11）——阈值失配——成为决定误差的主导因素。当栅极电压降低时，两个FET的过驱动变得与阈值电压的失配相当，这再次使检测比偏离其标称值。为了在轻载下实现出色的电流检测精度，新型高边SmartFET系列（如NCV84008A、NCV84012A等）采用分离式FET控制电流检测机制，而不是去饱和。工作原理如图55所示。通过关闭功率FET的一部分，而不是在低栅极电压下对其进行调节，可以解决轻载下运算放大器失调占主导地位的困境。这样就可以在轻载下实现所需的RDS(ON)增加（随后VDS增加，相比于 失调而言），而不需要在低栅极过驱电压下驱动输出级， 从而消除VTH失配误差。检测输出在轻载下也会缩小，以维持符合要求的恒定电流检测比。这种机制的一个主要挑战是定义要关断的输出FET部分的比率，以及确保分离部分的同步，尤其是限流等高压力情况下。在轻载下，功率FET的VDS与输出电流成比例（不像去饱和情况下VDS保持恒定，如图55所示），因此轻载操作的阈值根据输出电流而不是输出压降限制来定义。对于传统去饱和机制，两个FET最好紧密匹配，以降低任何阈值相关的偏移。故障报告电路的架构（图55）对于这两种不同的轻载精度改进技术是相同的。 要注意的是，检测比也随着温度和负载电流而漂移（尤其是在较小负载电流下）。电流检测校准部分中介绍的校准程序有助于提高所需负载电流范围内的精度。
图55：分离式FET电流检测机制 |
