图44：灯泡浪涌期间重试的输出电流跃迁

虽然差分热关断降低了器件上的瞬态热应力，但它增加了通过重试充分（通常是负载电流衰减至浪涌电流的一半时）开启灯泡所需的时间。在短路主要由限流峰值检测方法控制的器件中，灯泡开启时间可能进一步受到影响，以确保 SmartFET 安全工作。因此，峰值电流阈值和冷却时间旨在平衡推荐的灯泡浪涌电流要求，同时保证器件安全工作。应适当选择高边器件，使其能够在开启时间的上限要求内开启灯泡。

由于开启灯泡所需的时间还取决于线路寄生阻抗，而该寄生阻抗可能因应用而异，因此很难推荐专门针对灯泡的SmartFET。为了规避这一挑战，导通时间是在图45所示的标准电路配置中测量。SmartFET的漏极电压由驱动高边基准电压调节器的高精度快速运算放大器主动调节至所需基准电平。漏极和输出连接使用粗而短的线缆，以将寄生电阻降至最低。有源电路可消除SmartFET在导通高浪涌电流时观察到的漏极电压的任何下降。原理图没有显示与CS、DEN、GND等其他端子的连接。这些端子需要按照标准应用电路进行连接，不会对浪涌时序产生任何可察觉的影响。建议总是根据最坏情况提出，即灯泡的环境温度为-40°C，DUT（被测器件）被置于室温下。应注意的是，该测量电路仅用于为该系列器件提供标准化灯泡建议的目的，而不是实际应用所需的电路。有关推荐应用电路的详细信息，参见应用接口和控制部分。

开关灯泡的另一个注意事项是电源电压间歇性开路或突降的可能性。高边开关应能在电池电压达到标称值后快速“反应”，以最小的延迟提供所需的浪涌电流，确保灯泡在期望的时间开启。

图45：灯泡浪涌时序测量电路

安森美高边 SmartFET 配有模拟电流检测 (CS) 输出。该输出用于两个目的：a) 描述流经功率 MOS 的输出电流水平；b) 指示故障条件（如有）存在。

功率 FET 中的电流通过器件中集成的“检测 FET”进行检测。该检测 FET 通常是功率 FET 或 DMOS 的一个较小镜像分支，其漏极端子和栅极端子绑定到 DMOS 的漏极端子和栅极端子。图 46 是描述电流检测机制的框图，图 47 描述器件工作原理（以沟槽 FET 为例）：

图46：描述电流检测机制的框图

图47：电流检测——器件工作原理

如上所述，功率FET和检测FET具有共用的栅极和漏极端子；电流检测设计的主要挑战是尽量减小源极电位差。理论上，真正的电流镜在电流调节模式下工作，对漏源电压的依赖性极小（因此检测到的电流仅取决于两个FET的相对纵横比）。然而，对于此处考虑的应用，功率FET需要作为开关完全导通，电流对漏源电压有很强的依赖性。因此，源极电位的任何偏移都会使检测到的电流（或检测比）偏离预期值。框图包括一个高增益运算放大器，它迫使两个源极处于相同电位。在理想情况下，当源极电位之间没有偏移时，功率FET和检测FET的电流比可由几何（有源面积）比（由常数K1/2表示，参见公式11）直接计算，假设这两个FET具有完全匹配的电学、物理和结构特性。然而，这样的设计在实践中很难实现。模拟电路（主要是运算放大器）的失调和晶体管失配会将一个误差因子与绝对检测比相关联，这在轻载时变得更加明显。

（公式10）

K_X是考虑器件物理尺寸的常数，

V_OVX是过驱电压

α是通道长度调制系数

V_DSX是漏源电压降

S_R是检测比

如图46所示，流经检测 FET 的电流作为检测电阻R_CS两端的电压来测量，然后使用产品数据表中在不同条件下规定的检测比来估算负载电流。如果存在故障情况，则故障状态电流源超驰，CS引脚读数为故障状态电压。故障状态电流（以及R_CS两端测得的相应电压）通常高于正常运行时的最大检测电流，这可以区分故障情况和无故障情况。正常状态和故障状态检测电流都表现出对温度（具有略呈负值的变化系数）和电池电压的依赖性。当电池电压下降时，由运算放大器输出驱动的电流源会运行到所需的“裕量”之外，最终无法调节。这导致检测电流减小。下一部分介绍检测电阻的选择标准，以确保 CS 输出的行为符合预期。诊断使能 (DEN) 引脚使能/禁用电流检测输出，可以是高电平有效逻辑输入或低电平有效逻辑输入，具体取决于特定器件。除了有效电路设计外，可靠的电流检测还需要优化（且稳定）的布局。右侧芯片图像中（以红色）突出显示了图12中的电流检测部分，检测FET 最好位于功率FET的相对中心位置，并应避免出现任何受约束的几何特征，以获得均匀的电流密度。

图48：突出显示电流检测模块和检测馈线的示例性布局

红色虚线矩形包含将检测晶体管桥接到控制逻辑部分的“检测馈线”。在设计阶段，应考虑两个FET（检测和功率）之间的任何寄生导通路径。直观地说，与检测比更小的器件相比，检测比更高的器件更难以布局和制造，因为与检测FET相关联的几何形状较小。

本部分介绍电流检测引脚与微控制器的接口。下图49仅关注图37中的电流检测模块。电阻R_CS检测CS引脚的电流输出。假设CS引脚提供恒定的检测电流，则R_CS两端产生的电压与R_CS的大小成线性比例关系。此假设是有效的，只不过对某些R_CS值无效。对于非常高的检测电阻（通常>10kΩ），内部电流源无法调节（原因是裕量限制，如前所述），从CS引脚流出的电流减小，从而使R_CS两端的电压饱和。这种行为如图50所示。R_CS两端的电压V_SENSE线性提高，直至达到V_(SENSE)SAT，随即饱和。

图49：微控制器与 CS 引脚的接口

图50：检测电压随 RCS 的变化

V_(SENSE)SAT 电平虽然通常接近V_BATT，但可能因器件和技术而异，应参考特定产品数据表以了解检测饱和电压。当检测电流减小时，检测比增大，与负载电流估计相关联的误差因子变得更加明显，这是令人讨厌的。到目前为止，讨论集中在正常或非故障状态下的操作。如果存在故障情况，则故障状态电流源（参见图46）有效，并迫使电流流出CS引脚。根据具体器件设计，对于较大R_CS值，V_SENSE可能一直上升到V_BATT（减去内部电路元件上的微小压降），例如 NCV84160 就是如此；另一种情况是，它具有一个低于V_BATT的固定饱和点。总之，过大的检测电阻可能使检测电压饱和，从而使输出检测电流（以及因此估计的负载电流）产生误差。另外，对于较高R_CS值，很难（以足够的置信度）区分故障状态与非故障状态V_SENSE。如果选择的检测电阻值过低，则检测到的电压可能太小而无法由微控制器的A/D采样。此外，高精度小检测电阻价格昂贵，可能会提高系统成本。考虑到这些影响，应选择理想的检测电阻——建议的值通常在1kΩ~5kΩ范围内。如需任何具体建议，请参考产品数据表。

除了电压裕量限制外，检测比精度还取决于模拟电路的驱动电流能力，尤其是馈电给检测FET的电流源（参见图51，由运算放大器驱动的 PMOS电流源）。在负载电流非常高的情况下，检测电流达到由内部电流源的能力决定的最大值。负载电流的任何进一步增加都不会使检测电流提高，因此，检测比开始偏离，哪怕有足够的电压裕量可用于内部模拟电路元件的操作。该最大检测电流通常定义为远低于故障状态检测电流的下限，并在产品数据表中明确。

以上讨论表明，在某些情况下，CS引脚处的电位可能一直上升到 VBATT。这可能会对微控制器的A/D级造成压力/损坏，尤其是在电池电压较高的情况下。为了防止这种情况，建议使用外部箝位Z_CS，如图49所示。电阻R_SENSE限制通过Z_CS的电流。RC网络包括RA/D和 C_CS，是推荐用于输入A/D的低通滤波器。数据表中给出了这些元件的值，客户也可以根据其A/D级的要求进行选择。