5. PLECS仿真 PLECS是電路和控制結合的多功能仿真軟體，非常適合於包括熱仿真在內的器件方案評估。文章基於PLECS平台進行不同器件和拓撲方案的對比，為實際的電路搭建提供準確的指導。
5.1 三相LLC仿真電路 圖2所示為充電樁工作對應的電池負載曲線。實際工作中，變換器需要覆蓋所有的工況。文章中選取了三個典型工作點進行仿真，覆蓋恆壓、恆功率和恆流不同階段的情況，如表5所示。Th為散熱器溫度，Rth_CH為散熱器與功率器件殼之間的熱阻。
表5.三相LLC諧振變換器仿真工況點
仿真過程採用開環控制，保證電路的可靠有效工作。對於三相LLC原邊開關管而言，每相橋臂的上下兩個開關管互補導通，占空比為0.5，三相之間相移為120°。使用500V輸出電壓作為觸發條件，進行變壓器副邊整流模塊的串並聯切換。
圖10為650V CoolMOS™的仿真波形，Vg1、Vg3、Vg5分別為三相橋臂的上管驅動，ILra、ILrb、ILrc分為三相的原邊諧振電流，波形近似為正弦波。此時輸入電流的紋波為20%，輸出電流的紋波約為12%，相較於傳統的LLC拓撲，電流紋波得到抑制。
圖10.650V CoolMOS仿真波形
5.2 PLECS器件模型 PLECS在進行損耗和熱仿真時，模型中要包含導通壓降/電阻、開關損耗Esw等數據。仿真模型數據來自規格書中的曲線，是在特定的平台和工況下測試得到的。 除此之外，需要額外考慮輸出電容Coss充放電的能量Eoss。理想情況下，輸出電容在一個周期內充放電，開關管關斷時，實際關斷損耗等於測量損耗減去Eoss；開通時，實際開通損耗等於測量損耗加上Eoss。對於硬開關器件，開關損耗為關斷損耗與開通損耗之和，因此可以忽略Eoss的影響。但對於ZVS器件，開通損耗不考慮，因此在計算關斷損耗的時候需要額外減去Eoss，如公式(16)所示。由於輸出電容的滯回特性，經過充電再放電的過程，Eoss會有部分能量損失，因此需要給Eoss增加一個係數φ (0~1)。部分器件會在規格書中給出Eoss的值，對於沒有提供Eoss的器件，可以基於Coss與VDS的關係曲線，通過Coss對VDS平方的積分，得到Eoss的值。文章中為了簡化計算，暫不考慮Eoss的影響。
在功率開關管的模型中均包含體二極體或外加二極體的模型，因此在一定的死區時間內，通過二極體續流，可以實現開關管的ZVS軟開關。根據應用考慮，仿真中選擇驅動電阻如表6所示。通常門極電阻Rg越大，功率器件的開關損耗越大。考慮到設計裕量，同時也為了更貼近實際應用，此處設置比規格書稍大一些的電阻Rg作為仿真參考。仿真模型已經考慮了驅動電阻的影響。
表6.不同器件方案的驅動電阻
表7.650V CoolMOS三相LLC諧振變換器仿真結果
表8.650V IGBT三相LLC諧振變換器仿真結果
表9.1200V CoolSiC三相LLC諧振變換器仿真結果
從圖11中可以看出，三種開關管均可以滿足結溫要求，其中CoolMOS™結溫表現最好，為112.2°C，而CoolSiC™的結溫最高，為136.5°C。文章中針對結溫的仿真是基於固定的散熱器溫度，若基於相同的實際散熱條件，由於CoolSiC™損耗低，其散熱器溫度會偏低，因此實際結溫也會降低。 而圖12給出了三種器件方案的效率對比，其中CoolSiC™效率最優，IGBT方案的效率最低。
圖12.三種器件方案效率對比
對於650V的器件方案，雖然CoolMOS™的結溫和效率表現更優，但同樣電流等級下，IGBT具有明顯的成本優勢，可以滿足不同客戶的需求。英飛凌之後也將推出性能優化的快速開關IGBT方案，提升IGBT性能，進一步滿足客戶需求。1200V的方案可以將開關管數量從12顆減少為6顆，降低拓撲複雜度，減少驅動等配套電路的數量。雖然SiC器件單顆成本較高，但是由於器件數量少、配套電路少，並且該方案的高效率可以降低散熱成本和電能成本。因此綜合考慮運行成本等因素，在成本方面反而具有一定的優勢。表10給出了三種器件方案的優缺點，在應用過程中可以根據需求進行選擇。
表10.不同器件方案三相LLC諧振變換器優缺點
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