当使用单个磁芯作为串联电感时，谐振频率下的增益 (ωo) 为单位增益，如公式 (7) 所示。然而，当使用集成变压器来实现磁性元件时，由于变压器次级侧漏感导致的虚拟增益，谐振频率下的增益 (ωo) 将高于单位增益。 图 8 给出了在 m=3、fo = 100 kHz 且 fp = 57 kHz 的情况下，不同 Qe值所对应的公式 (9) 的增益。同样，当开关频率接近谐振频率 fo 时，LLC 谐振转换器显示出了几乎与负载无关的增益特性。
图 8：使用集成变压器的情况下， LLC 谐振转换器的典型增益曲线 (m = 3) 即使我们可以通过公式 (6) 或 (9) 在给定条件下获得峰值增益，也很难以显式形式表示峰值增益。为了简化分析和设计，我们会使用仿真工具收集峰值增益，并在图 9 和图 10 中进行了描绘。图 9 和图 10 分别显示了分离式和集成式谐振电感设计的不同 m 值所对应的峰值增益（最大可获得增益）如何随 Q 值而变化。看起来，我们可以通过减小 m 或 Q 值来获得更高的峰值增益。对于给定的谐振频率 (fo ) 和 Q 值，减小 m意味着减小励磁电感，从而导致循环电流增大。因此，在可用增益范围和导通损耗之间要进行折衷。请注意，由于虚拟增益 MV 的原因，图 10 中的集成式谐振电感设计要比图 9 中的分离式谐振电感设计具有更高的增益。
图 9：不同 m 值的峰值增益与 Q 值（分离式谐振电感）
图 10：不同 m 值的峰值增益与 Q 值（集成式谐振电感）
图 11：电容区和电感区的工作波形 在峰值增益频率以上，谐振网络的输入阻抗为感性阻抗，并且谐振网络的输出电流 (Ip ) 滞后于施加到谐振网络上的电压 (Vd)。这就允许 MOSFET 通过零电压开关 (ZVS) 导通，如图 11 所示。同时，谐振网络的输入阻抗变为电容阻抗，并且 Ip 导致 Vd低于峰值增益频率。在电容区工作时，MOSFET 体二极管在开关转换期间会产生反向恢复电流，这会导致严重的噪声。进入电容区引发的另一个问题是：由于增益的斜坡发生反转，导致输出电压失控。因此，最小开关频率最好是限制在峰值增益频率之上。此外，NCP4390 还通过检查 PROUT 下降时的 CS 信号来配置非 ZVS 保护，以防电容区长时间工作。 NCP4390 采用基于电荷控制的电流模式控制技术，它简化了反馈环路设计，同时实现了真正的输入功率限制。闭环软启动机制可以防止误差放大器饱和，并允许输出电压单调升高，而无需理会负载条件的变化。此外，双边沿跟踪自适应 SR 控制可以最大程度缩短体二极管的导通时间，从而最大限度地提高了效率。表 1 显示了 NCP4390 的引脚描述。图 12 显示了使用 NCP4390 的 LLC 谐振转换器的典型应用原理图。表 1：NCP4390 的引脚描述
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