谐振网络的滤波作用允许使用基波近似来获得谐振转换器的电压增益，它假设只有输入到谐振网络的方波电压的基波分量才有助于传输功率。由于次级侧的整流电路充当阻抗变压器，因此等效负载电阻与实际负载电阻会有所不同。图 4 显示了如何推导该等效负载电阻。初级侧电路要替换为正弦电流源 Iac，而整流器的输入端则为方波电压 VRI。由于 |Iac| 的平均值是输出电流 Io，因此 Iac 的计算公式如下：
通过使用等效负载电阻，我们获得了如图 5 所示的交流等效电路，其中 VdF 和 VROF 分别是驱动电压 Vd 和反射输出电压 VRO (nVRI ) 的基本分量。
图 4：等效负载电阻 Rac 的推导
图 5：LLC 谐振转换器的交流等效电路 利用公式 (5) 中获得的等效负载电阻，我们可以从图 5 中推导出半桥 LLC 谐振转换器的特性。电压增益 M 由下式获得：
如公式 (6) 中所示，这里存在两个共振频率。一个由 Lr 和 Cr 确定，另一个则由 Lp 和 Cr 确定。
图 6：LLC 谐振转换器的典型增益曲线 (m = 3) 在 m=3、fo = 100 kHz 且 fp= 57 kHz 的情况下，针对不同的 Q 值，公式 (6) 的图形见图 6 所示。从图 6 中可以看到，当开关频率接近谐振频率 fo 时，LLC 谐振转换器显示出了几乎与负载无关的增益特性。这是 LLC 谐振转换器相对于传统串联谐振转换器 (SRC) 的一个明显优势。因此，在谐振频率附近操作转换器以最大程度减小开关频率变化便是很自然的。 LLC 谐振转换器的工作范围受到峰值增益（最大可达增益）的限制。峰值增益在图 6 中以“*”符号表示。请注意，峰值电压增益不会出现在 fo 或 fp 处。获得峰值增益对应的峰值增益频率位于 fp 和 fo之间。随着 Q 值的减小（当负载减小时），峰值增益频率将向 fp移动，从而获得更高的峰值增益。相应地，随着 Q 值的增大（当负载增大时），峰值增益频率向 fo移动，峰值增益也就随之降低；因此，对于谐振网络设计而言，满载条件应该是最坏的情况。 在实际设计中，通常使用集成变压器来实现磁性元件（串联电感和并联电感），其中漏感将用作串联电感，而励磁电感则用作并联电感。当以这种方式构建磁性元件时，图 5 中的等效电路将变为图 7 中的等效电路。漏感不仅存在于初级侧，也存在于次级侧。不考虑次级侧的漏感会导致设计错误。在图 7 中，有效串联电感 (Lp ) 和并联电感 (Lp−Lr ) 是通过假设 n2Llks = Llkp 并参考初级侧的次级侧漏感而获得的：
在处理实际变压器时，最好使用具有 Lp 和 Lr的等效电路，因为用给定的变压器可以轻松测量这些值。在实际变压器中，我们可以在次级侧绕组分别开路和短路的情况下测量初级侧的 Lp 和 Lr。
图 7 介绍了由次级侧漏感引起的虚拟增益。通过使用改进后的等效电路调整增益公式 (6)，可获得集成变压器的新增益公式：
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