PFC 控制回路的低带宽意味着对负载变化的响应较慢。PFC 控制器测量总线电压。如果负载显著增加，则总线电压将降低。如果它降低到一定电平以下，PFC 控制器将启动动态响应增强器 (DRE)，它能有效使 tON 的值暂时增加，从而实现更好的负载调节。如果总线电压超过某个电平，则控制电压会分四阶段下降到零，每阶段持续 100 μs，直到总线电压降下来。（如果它超过一个更高的电平，则立即停止开关）。 回到关于 T、t1、t2 和 t3 波形的讨论，图3 显示了图2 中的升压电路，使用一个脉冲模拟激励时的波形，并显示导通时间 t1 和关断时间 t2 中的电感电流波型。由于只有一个脉冲，因此没有定义 T 和 t3。该图旨在确定再次导通的最佳时间，分别标记为 P、Q 或 R 的时间点。为便于说明，在用于生成这些波形的模拟中，将输出开关电容设置为高于常用值。 如果 MOSFET 在标记为 P 的时间导通，则电路器件以零电流、高电压导通。存储在 MOSFET 和寄生电容中的能量必须通过 MOSFET 沟道放电，这会造成损耗。如果 MOSFET 在标记为 Q 的时间导通，则电路器件也会以零电流导通，但电压要比之前低得许多。存储在 MOSFET 中的能量也比之前低得多，因此将显著降低导通能量 (EON) 损耗。如果 MOSFET 在标记为 R 的时间导通，导通损耗会略高，因开关周期之间的时间较长，而使得开关频率较低：总功耗是 EON 乘以频率。
图 3. 单脉冲激励升压电路我们假设最小输入电流峰值为 1 A。t1 时间非常短，可能是 5 µs，然后是稍长的 t2 时间。所以 t1 + t2 是 11 µs，而不是我们在图3 中看到的大约 45 µs。如果开关在漏极电压的第一个波谷打开，则开关频率会高得许多，而在最后一个波谷打开，则开关频率会降低许多。 对于 300 W 应用中的图腾柱控制器，NCP1680AA 版本的开关频率最高限制为 130 kHz。对于大电流开关周期，其开关周期较长，因此开关频率较低。对于小电流开关周期，开关频率将增加到 130 kHz。当达到此频率限制值时，其频率将被箝位直到下一个脉冲，此脉冲在 1/130 kHz 时间之后出现。在轻负载时，频率折返有助于提高效率，始终确保频率高于 25 kHz 的频率箝位限制，以确保没有音频范围内的噪声出现。有关 NCP1680 的更多详细信息，请参阅数据手册[1]。 图2 所示电路包括 4 个桥式整流二极管和 1 个升压二极管。本文介绍的 300 W 电源具有高效率的三个原因之一是采用了去除了桥式整流器的图腾柱拓扑，并使用快速开关 MOSFET 取代升压二极管。图腾柱拓扑去除了整流器，具体说明如下——考虑下面图4a 中的电路。电感、电容、MOSFET S1 和标记为 S2 的二极管构成了一个标准升压电路，并于正半周期间工作。旁路二极管可防止在启动或特定异常情况下发生电感饱和。标记为 SR1 的整流二极管在正半周期间导通，并在输入电压处于负相时阻止动作。 图4b 中的电路显示了负半周期间所需的升压电路。电感、电容、MOSFET S2 和标记为 S1 的二极管构成标准升压电路的负半周版本，并在升压电路导通路径中配备了一个整流二极管 SR2。
图 4. 正相和负相升压电路图5 显示了图4 中的电路与图腾柱 PFC 标准电路图的组合。电路中有两个二极管（SR1 和 SR2），可以用 MOSFET 代替，以获得更高的效率。这些二极管在图腾柱工作期间导通，但切换频率只有 50/60 Hz。旁路二极管仅在启动（浪涌电流期间）时导通，因此使用 MOSFET 代替它们没有任何好处。
图 5. 采用二极管的图腾柱 PFC 电路 图6 显示了采用高速 GaN HEMT 和低速超结 MOSFET 的图腾柱 PFC 拓扑。在正半周波期间，SR1 在整个周期内导通，并为图4a 所示的同步升压电路提供接地路径。S1 动作如异步升压级中的升压开关，S2 动作如异步升压级中的升压二极管。同样，在负半周波期间，SR2 在整个周期内导通，并为图4b 所示的电路提供接地路径。在异步升压级中，S2 充当升压开关，S1 则充当升压二极管。
图 6. 采用 LLC GaN 半桥和 SJ MOSFET 的图腾柱 PFC 电路组件 SR1 和 SR2 在低频下开关，因此它们可以是低速器件，电源使用超结 MOSFET 实现此功能。需要附加电容，如果不加电容，过零点转换太快，会导致潜在的 EMI 问题。如果电容太大，则 THD 性能会变差。NCP1680 控制器具有特殊的过零点序列脉冲，可优化过零点性能。 组件 S1 和 S2 使用集成 GaN 驱动器器件实现。这些器件将 GaN 器件和驱动器集成到一个封装中，从而降低线路寄生电感并解决了驱动 GaN 器件的复杂性。集成 GaN 驱动器安装在 IMS 基板上，以便在此设计中实现更好的冷却，进而无需在 PCB 上安装体积庞大的散热器。采用集成驱动器 GaN 器件是该 300 W 电源的功率密度如此之高的第二个原因。 图7 显示了 300 W 超高密度电源的主要电路。上一节中描述的图腾柱电路位于图的左侧，由 NCP1680 驱动。图腾柱中的电感带有一个辅助绕组，连接到图腾柱 PFC 控制器。 图腾柱 PFC 电路中 PFC 功能的工作原理与上一节介绍的标准升压拓扑类似。主要区别在于： ▶ 图腾柱 PFC 控制器必须从在正交流相位期间使用低压侧 MOSFET 开关作为升压开关，改变为在负交流相位期间使用高压侧 MOSFET 开关作为升压开关。 ▶ 图腾柱 PFC 控制器可以驱动高压侧 MOSFET 以在正交流相位期间提供二极管功能，并驱动低压侧 MOSFET 以在负交流相位期间提供二极管功能，从而提高效率。在轻负载时，驱动 MOSFET 的额外损耗超过降低导通损耗带来的好处，因此停用此开关。 ▶ 图腾柱 PFC 控制器可以通过检测图腾柱输入电压相位以驱动低速器件，更可提高效率。 图腾柱 PFC 控制器还能自动优化死区时间和降低过零性点提升性能的复杂问题，详情请参见 NCP1680 数据手册[1]。 图7 显示 NCP1680 有五个输入端。如上一节所述，两个连接（AC+ 和 AC-）用于确定交流线路的相位，一个连接用于测量 PFC 控制所需的总线电压。通过 ZCD 引脚执行 PFC 中的电流监控。该电流测量有助于确定 t2 周期何时结束，也可用于过流保护。漏极电压振铃监控位于 AUX 引脚上，用来确定漏极电压振铃中的最小值，以优化开关性能。 除了控制功能外，这些引脚上检测到的电压位准和波形还用于保护和其他控制目的。例如，使用 AC+ 和 AC- 引脚上测得的电压判断低电压/高电压和掉电保护。欠压、软过压、快速过压保护和动态响应增强器都使用 FB 输入端测得的电压判断。 VCC 供应来自 DC-DC 转换器级。一旦 LLC 控制器高压启动电路提供的能量足以启动 PFC，它就会开始工作。成功启动后，两个控制器均由 LLC 变压器辅助绕组和稳压器供电。图腾柱控制器附近的电路板上有一个热敏电阻，可在控制器集成的过热保护功能之外，提供额外的过热保护。 此设计使用图腾柱 PFC 控制器的跳过 (SKIP) 或待机模式。极性指示信号显示器件检测到的是交流正半周期还是负半周期。前级 PFC OK 信号馈入 LLC 并指示大容量电容上的正确电压范围。
图 7. 300 W 超高密度电源应用笔记 AND90147/D [2] 阐述了如何设置设计的组件值。使用 [2] 中列出的等式 1-4 计算并选择电感值，计算值参见下表2。 表 2.图腾柱电感值的计算
大容量电容值为 2 x 100 μF，符合[2] 中的公式 5，符合标准纹波计算公式。还需要高频去耦电容，尤其要注意 PFC 级之后 LLC 级的高速开关。
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