1、MOSFET 简介 MOSFET，全称Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，即金属-氧化物半导体场效应晶体管，广泛使用在模拟电路与数字电路。 按照沟道类型分为NMOS和PMOS。根据场效应原理的不同，又分为耗尽型和增强型。 按照工艺和技术要求，又分为平面MOS和超结MOS。 由于工艺的问题，MOS的内部会寄生一个二极管，有的场合不需要这个二极管，但是在有的应用上，比如LLC电路，则对寄生的二极管提出了很高的要求。    MOS的封装主要有TO220，TO220F，TO-263，TO252. 其晶圆的大小和参数是一样的，但是由于封装的不同，造成散热能力不同，也就是过电流能力的不同。 与封装有关的参数见下表：
  AOT380A60L是TO220封装，AOTF380A60L是TO220F封装，虽然晶圆一样，但是TO220封装的耗散功率和Rθjc参数就要比TO220F好很多。但是由于TO220F封装是塑封的，在用到散热片的情况下，不需要绝缘垫片，加工工艺就简单得多，且更加可靠。 Symbol | Parameter | 中文描述 | 对电源影响 | VDSS | Drain-Source Voltage | 漏源电压标称值 | 此参数并不是越大越好，在余量足够情况下尽量小一些，以获得较小的导通电阻和较低的成本。 | ID | Continuous DrainCurrent (TC=25°C) | 漏源标称电流 | 漏源间可承受的电流值，如果偏小，在设计时如果降额不是很充裕，那么在上载，短路测试，过载测试的时候，可能击穿MOSFET。 | Continuous DrainCurrent (TC=100°C) | IDM | Pulsed Drain Current C | 漏源最大脉冲电流 | 漏源间可承受的单次脉冲电流值，如果参数过小，在短路和过载测试时，会击穿MOS。 | VGS | Gate-Source Voltage | 栅源电压 | 栅极可承受的最大电压范围，必须保证，Vgs电压一直在其规格范围内，电压过低不能打开MOS，过高损坏MOS。MOS的栅极比较脆弱。 | EAS | Single pulsed avalanche energy | 单脉冲雪崩能量 | MOS漏源间承受的最大单次或多次脉冲的能量。反映了MOS的强壮与否。需要有足够的强度抵抗大的电流，电压，浪涌等对MOS的冲击。 | EAR | Repetitive avalanche energy | 重复雪崩能量 | dv/dt | MOSFET dv/dt ruggedness | MOEFET 电压上升能力 | 1, dv/dt反映了MOS承受电压变化速率的能力，越大越好。 | Peak diode recovery dv/dt | 漏源寄生二极管恢复电压上升速率 | 2, 但过高的dv/dt会引起过高的电压，造成EMC(EMI)较差，需要进行参数调整。 | PD | Power Dissipation (TC=25°C) | 最大耗散功率 | 此参数越大越好，因为测试条件过于理想，因此仅仅具有参考价值。参考时要考虑实际的散热情况。 | Power Dissipation (Derate above 25°C) | TSTG,TJ | Junction and Storage Temperature Range | 结温和贮存温度 | 此参数表明MOS的温度承受能力。越大越好。越大代表此MOS可承受更大的功率。 | TL | Maximum lead temperature for soldering purpose, 1/8" from case for 5 seconds | 最大引线焊接温度 | 表明插件器件焊接时的温度承受能力。 | Rθjc | Maximum Junction-to-Case | PN接到封装的热阻 | 此参数反映了在相同条件下的器件散热的能力。热阻越小，散热能力越好。但是也要考虑工作的环境，比如散热器的大小，通风等条件。 | Rθcs | Maximum Case-to-sink | 封装到散热器的热阻 | Rθja | Maximum Junction-to-Ambient | PN接到环境的热阻 | IS | Maximum Body-Diode Continuous Current | MOS 体二极管最大连续电流 | 此参数在一般的应用中用不到，有时候还起到不好的作用，但是在一些特殊电路比如LLC电路，需要此参数足够强大，要和MOS一样。 | ISM | Maximum Body-Diode Pulsed Current | MOS 体二极管最大单脉冲电流 | VSD | Diode Forward Voltage | 体二极管正向压降 | 压降过大则流过一定电流后功率比较大，发热严重。 | Trr | Body Diode Reverse Recovery Time | 体二极管反向恢复时间 | 如果反向恢复时间较长，则在LLC等电路中会产生较大功耗，同时会造成上管和下管同时导通，MOSFET因电流过大损坏。 | Qrr | Body Diode Reverse Recovery Charge | 体二极管反向恢复充电电量 | 此参数与充电时间成正比，影响反向恢复的速度和时间等参数。 | BVDSS | Drain-Source Breakdown Voltage | 漏源击穿电压 | 漏源间可承受的最大电压，该参数是正温度系数，只要保证足够的余量即可。 | BVDSS /ΔTJ | Breakdown Voltage Temperature Coefficient | 漏源击穿电压温度系数 | 正温度系数，反映的是BVDSS的温度稳定性。数值越小，稳定性越好。 | IDSS | Zero Gate Voltage Drain Current | 漏源间的漏电流 | 正温度系数，IDSS越大，MOSFET关断时的损耗越大，导致温升较高。 | IGSS | Gate-Body leakage current | 栅极漏电流 | 此参数越小越好，影响系统效率。 | VGS(TH) | Gate Threshold Voltage | 栅极开启电压 | VGS(TH)越高，MOSFET的米勒平台越高，开启越慢，开关损耗越小。实际应用电压要大于VGS(TH) 一段距离，以防止MOS工作在线性区，造成热失效。 | RDS(ON) | Static Drain-Source On-Resistance | 导通电阻 | 同样条件下，RDS(ON)越小越好，RDS(ON)越小，导通损耗越小，MOS的参数ID就与RDS(ON)相关。RDS(ON)越小，导通电流越大，同时温升越低。 | Gfs | Forward Transconductance | 正向跨导 | 反映了栅极电压对MOS漏源电流的控制能力，Gfs较小，则MOSFET的关断速度较低；Gfs过大，则关断过快，EMC性能会很差，同时漏极在关断时产生大的峰值电压。 | Ciss | Input Capacitance | 输入电容 | Ciss = Cgs + Cgd，该参数影响MOS的开关时间，相同的驱动能力，Ciss越大，开关就越慢，开关损耗越大，EMC性能越好。 | Coss | Output Capacitance | 输出电容 | Coss = Cds + Cgd，Crss= Cgd，Cgd为米勒电容，这两个参数对MOS关断时间有一定的影响，米勒电容影响到漏极有高电压时，传输到栅极的电压。雷击浪涌实验会有影响。 | Crss | Reverse Transfer Capacitance | 反向传输电容 | td(on) | Turn-On DelayTime | 漏源导通延迟时间 | 这些参数与MOS开关时间相关，速度越快，时间越长，开关损耗就大；开关时间越短，损耗越小，EMC性能较差，关断时漏极电压高。 | tr | Turn-On Rise Time | 漏源电流上升时间 | Td(off) | Turn-Off DelayTime | 漏源关断延迟时间 | tf | Turn-Off Fall Time | 漏源电流下降时间 | Qg | Total Gate Charge | 栅极总充电电量 | Qgs | Gate Source Charge | 栅源充电电量 | Qgd | Gate Drain Charge | 栅漏充电电量 |
2、MOSFET的在power的应用 TV power的功率范围主要集中在40W到300W之间。根据功率数和实际的应用，分为以下方案： - 75W以下power，不需要PFC，主要方案是Flyback (反激)。Flyback方案对MOSFET参数要求不高，主要参数：
a）MOSFET的Vdss，漏级电压； 对于宽范围输入电压90V-264V，如果用600V的MOSFET就要求占空比要小，同时变压器设计时注意MOSFET关断时的震荡（一般要增加RCD吸收电路），电压的尖峰要小，再加上短路时尖峰还要高，所以600V的MOSFET余量就比较小了。所以很多客户要求用650V甚至700V的MOSFET，为的就是增加设计余量。
b）Id ，漏源级电流，由Rdson (导通电阻)计算而得。 在这里主要看两种情况，一个是冲击电流，虽然规格书上要求只要MOSFET结温不超过要求就行，但是一般还是要求不能大于MOSFET的额定电流。在这里一定注意变压器的设计，在任何情况下不能饱和（一般从电流的波形上就可以看出），饱和的结果就是MOS损坏。见下图，红圈内的电流波形，其斜率发生变化，已经饱和。这时正常工作时的波形，开机时应该更严重。  c） 温升， 衡量一个MOS是否工作在安全区域的一个重要指标就是温升，无论在什么情况下，都要保证晶圆的结温工作在安全温度之下，一般在150°C。 但实际上，结温是测试不到的，那就需要测试表面温度，然后根据Rθjc的数值，计算出此时大约的结温。 同一个MOSFET，在不同的条件下，可以输出不同的功率，主要原因就是温升的控制，也就是散热条件的好坏。 d）驱动， 对于驱动，最简单的就是一个驱动电阻，但是一般同时要求关断时要增加栅极的放电速度。所以用一个相对较大的驱动电阻，一个相对较小的放电电阻。 这里要注意，驱动电阻的大小要根据实际MOSFET的要求来选用，每个MOSFET的开关速度，输入电容，栅极电荷都不一样，所以要选用MOSFET推荐范围内的驱动电阻，如果太小工作波形可能会震荡。在这个范围内，驱动电阻的大小就要根据实际情况来选，小的电阻意味着高的效率，但是可能有较差的EMC，这就是个平衡的问题，需要在中间选个平衡点。
 因为Vbus的限制和整体的考虑，Vbus一般在380V到390V之间。一般选用600V MOSFET。PFC电路实际就是一个Boost升压电路。现在一般的方案用的是CRM（临界模式）和CCM（连续模式）。对于TV power，CRM可以满足要求，而且对升压二极管要求较低。就应用而讲，PFC MOSFET和Flyback的要求差不多，普通的MOSFET就可以，当然了，超结MOS有更低的Rdson和Qg，温升和效率的表现更好些。 测试MOS电流的时候，也要注意PFC电感的饱和问题。  考虑效率和成本的因素，LLC电路得到了广泛的应用。
 LLC电路就对MOSFET有了一定的要求，尤其是寄生的体二极管。
  上面的图给出了启动时功率MOSFET前五个开关波形。在变换器启动开始前，谐振电容和输出电容刚好完全放电。与正常工作状况相比，在启动过程中，这些空电容会使低端开关Q2的体二极管深度导通。因此流经开关Q2体二极管的反向恢复电流非常高，致使当高端开关Q1导通时足够引起直通问题。启动状态下，在体二极管反向恢复时，非常可能发生功率MOSFET的潜在失效。 体二极管反向恢复时：
  二极管由通态到反向阻断状态的开关过程称为反向恢复。图16给出了MOSFET体二极管反向恢复的波形。首先体二极管正向导通，持续一段时间。这个时段中，二极管P-N结积累电荷。当反向电压加到二极管两端时，释放储存的电荷，回到阻断状态。释放储存电荷时会出现以下两种现象：流过一个大的反向电流和重构。在该过程中，大的反向恢复电流流过MOSFET的体二极管，是因为MOSFET的导通沟道已经切断。一些反向恢复电流从N+源下流过。这就造成两个问题，一个是冲击电流过大，超过MOSFET承受能力，一个是形成热点，反复发热超过结温，最终造成MOSFET击穿损坏。 | 
