模态4[t3～t4] V3和V4均关断，V2继续开通，V1开通，VD1，VD3，VD5，VD6，VD8正向导通，VD2，VD4，VD7反向截止。Uin和L1继续给C3充电，iL1线性下降。在此开关模态中，VDr1导通，加在V1上的电压为零，所以V1能ZVS开通。流过VD5，VD6的电流之和等于iL3，当VD6上的电流等于iL3时，VD5反向关断，下半单元的电路状态与模态1中状态相同，此模态结束。 模态5[t4～t5] V3和V4均关断，V2继续开通，V1开通，VD1，VD3，VD6，VD8正向导通，VD2，VD4，VD5，VD7反向截止。Uin和L1继续给C3充电，iL1线性下降，iLr1在uLr1=-uC1-uLm1作用下线性上升，而iLr2在uLr2=-uC2-uLm2作用下线性下降。下半单元的电路状态与模态1中状态相同，此模态结束。 模态6[t5～t6] V3和V4均关断，V2关断，V1继续开通，VD1，VD3，VD6，VD8正向导通，VD2，VD4，VD5，VD7反向截止。上半单元电路状态与模态5中状态相同，Uin和L2继续给C4充电，iL2线性下降。在t6时刻V2关断，T2的初级电压uLm2+uLr2=uC4-uCV4，iLr2给CV4反向充电，在t6时刻，使uCV4降为uC4，uLm2≈0，次级电压也等于零。VD7开始正向导通，此模态结束。 模态7[t6～t7] V3和V4均关断，V2关断，V1继续开通，VD1，VD3，VD6，VD7，VD8正向导通，VD2，VD4，VD5反向截止。上半单元电路状态与模态5中状态相同，Uin和L2继续给C4充电，iL2线性下降。VD7，VD8同时导通，uLm2被箝位在零。故iLm2恒定，VD7上电流iVD2增加，而VD8上电流iVD8减少。同时，由于谐振的作用，CV4一直被反向充电，一直到uCV4=0。此时VDr4正向导通。为V4的ZVS导通创造了条件，此模态结束。 模态8[t7～t8] V3和V2关断，V4导通，V1继续开通，VD1，VD3，VD6，VD7正向导通，VD2，VD4，VD5，VD8反向截止。上半单元的电路状态与模态5中状态相同，Uin和L2继续给C4充电，iL2线性下降。由于VDr4正向导通，V4能实现ZVS开通，流过VD7和VD8的电流之和等于iL4当流过VD7的电流等于iL4时，VD8反向截止，此模态结束。 双重单级PFC软开关变换器后半个开关周期(t9～t16)与前半个开关周期(t1～t8)类似。 3 参数设计 3．1 实现高功率因数的条件 在单级PFC变换器中，当PFC变换器工作在断续电流模式(DCM)下时，输入电流基本上能跟随输入电压变化，实现其固有的PFC功能。为使PFC变换器工作在DCM下，必须满足以下条件：  式中：L1为PFC升压电感；Ro为输出负载阻抗，Ro=24 Ω；Uo为输出电压，Uo=48 V；Ts=10μs；η为变换器效率；uC为中间储能电容上的电压，uC=450V；D为占空比，D=0．28。 由式(1)，(2)可知，选L1=L2=0．5 mH时可达到高功率因数校正的目的。 3．2 主开关管的选择 主开关管的最大电压值为：  式中：Lm为励磁电感；C为箝位电容；fs为开关频率；N为变压器的匝数比。 主开关管的最大电流值IV3max=4．4 A。此处选择的主开关管是2SK1358，漏源电压为900 V，最大漏极电流为9 A。 3．3 箝位开关管的选择 箝位开关管的最大电压值为：UdsV2_max=Uin+NUo／(1-D)=587 V，其最大电流值IV2max=3．4 A。取最大电流的两倍裕量，即6．8 A，取电压的1．5倍裕量，即881 V，此处选择的箝位开关管是2SK1358。 3．4 实现ZVS的条件 为确保主开关管实现ZVS，当主开关管开通时，其体电容上电压必须为零。因此储存在Lr1中的能量必须大于储存在CV3中能量。Lr1≥ CV3(Uin+uC)2／iLr12。根据2SK1358数据手册，CV3≈800 pF，Uin=450 V，iLr1=4．4 A，故Lr1=Lr2=15μH时可实现ZVS。 4 实验结果分析 基于图1拓扑制作了一台额定输出功率为96 W，输入交流电压在165～265 V变化，输出电压恒定在48 V，额定输出电流为2 A的样机。图3a示出输入电流、电压和输出电压波形，可见，输入电流基本上与输入电压同相位，达到了高功率因数校正的目的；输出电压稳定在48 V，达到预期效果。图3b，c示出V1～V4的驱动和漏源电压波形，可见，V1～V4均是在零电压下实现开通与关断的。
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