1 引言

随着毫米波技术的发展， 对开关电源的性能提出了更高的要求。除了要求电源系统具有输出电压精度高、输出纹波低、输出过冲小的特点外， 还要求电源具有快速的动态响应。动态响应指标对应的是电源脉冲负载问题。由于开关电源具有有限的响应速度， 对于突变的负载， 电源系统不能及时响应输出的变化， 造成输出电压的跌落。在用于脉冲负载的电源系统中， 维持输出电压的稳定是相当困难的。

本文通过对脉冲负载的机理进行理论分析， 对传统的开关电源拓扑结构进行分析、仿真、计算， 找出不同结构之间实现脉冲负载的差异; 得到能够实现中小功率脉冲负载的拓扑结构。通过设计实例，证明了该结构的优点。

2 脉冲负载原理与仿真

2. 1 脉冲负载原理

基于脉冲负载的开关电源结构如图1 所示。整个结构由输入电压VIN 、功率变换PWM、输出滤波电感L 和输出滤波电容C 、脉冲开关G、负载RLOAD组成。滤波电容包含等效电阻Cesr 和等效电感Cesl 。

图1 基于脉冲负载的开关电源

电路基本原理是： PWM 控制单元将输入电压VIN 转换为固定的输出VOUT , 输出连接一个PMOS开关管， 通过脉冲信号， 将功率传输到负载; 此时， 流过负载RLOAD 的电流是脉动的。

在控制脉冲到来时， 功率开关管G 导通， 负载电流开始线性增加， 如图2 所示。输出电流从0 A开始， 在T r 时间内， 上升到固定输出电流I out 。通常， T r 为纳秒级。开关电源的开关频率通常为几百kHz。在这样短的时间内， 由于开关电源的控制回路存在延迟， 来不及反映输出电压的变化情况， 不能将输入电源的能量传递到输出电容， 以便补充负载从电容上消耗的能量。换句话说， 在T r 时间内， 负载所消耗的能量只能从电容上拉取。

图2 负载电流上升时序

由于电容在高频下等效为电容和电阻、电感的串联模型， 所以， 在T r 时间段内， 负载电容上的电压跌落应该是电容和等效电阻、等效电感三者共同作用的结果。由电荷相等公式( 1) , 可得电容产生的跌落电压( ( 2) 式) :

式中，

表示在电流上升过程中三角形的面积。

电阻产生的跌落可由( 3) 式得到：

电感产生的跌落可以由( 4) 式得到：

在Tr 时间段内， 由负载突变造成的输出电压跌落为：

在负载电流达到最大值后， 电容上的电压继续跌落， 直到反馈系统开始工作， 电感的平均电流等于负载电流时， 电容上面的电压才开始回升。反馈系统开始工作， 取决于反馈系统的响应速度， 也就是取决于整个电源环路的带宽。假设整个环路的的交叉频率为f 。， 输出电压的跌落可以通过交叉频率f 处的输出滤波电容的容抗计算 。输出电容在交叉频率处的容抗为：

故由反馈环路引起的电压跌落可以由( 6) 式得到：

2. 2 脉冲负载仿真

根据脉冲负载原理， 构建一个非隔离Buck 控制器进行仿真。开关频率为400 kHz, 滤波电容的等效电阻为50 mΩ ，等效电感为10 nH, 电容容量为330μ F，整个回路的交越频率为25 kHz。仿真结果如图3所示。脉冲负载幅度为3 A, 上升时间50 ns。

图3 脉冲负载原理仿真

电路仿真结果如图4 所示。输出电压波形在突然增加负载时开始跌落， 由于整个PWM 的反馈系统还没有起作用， 电容的电压被拉低， 形成一个凹陷。随着PWM 开始检测到输出电压的降低， 开始从输入端传递能量到滤波电容上， 电容的电压开始回升， 直到回到稳定值。电压从跌落到恢复到稳定值的过程中， 没有出现振荡， 表明在此参数条件下，整个电源环路具有合适的增益余量和相位余量。

图4 脉冲负载输出电压

局部放大波形如图5 所示。图6 是图5 中B 处的放大时序， 此处的凹陷主要由电容上等效电感和等效电阻的影响造成。从仿真图上可以看出， 等效电感引起的跌落为601 mV, 与用( 4) 式计算的结果( 600 mV) 相当。当负载电流达到最大值后， 电压开始回升600 mV。等效电感造成的电压跌落消失。等效电阻产生的最大跌落为Iout×Cesr = 150 mV, 与仿真结果145 mV 一致。

图5 图4中A处的放大波形

从图5 可以看出， 当负载电流达到最大值后， 等效电感产生的电压跌落消失， 等效电阻产生的电压跌落达到最大值150 mV。随后， 电容电压继续跌落， 待反馈回路起作用后， 电感的平均电流等于负载电流时， 输出电压开始回升， 最终回到稳定的状态。

从图5 可以看出， 反馈环路响应速度的快慢影响着输出电压的跌落幅度。

3 几种控制方式的比较

3. 1 影响脉冲负载的主要因素

由脉冲负载的基本原理可以得到， 影响电压跌落的因素有输出电容的等效电阻、等效电感和输出电容的容量以及反馈环路的响应速度。负载电流变换越快， 等效电感导致的电压跌落幅度越大。在实际电路中， 输出电容的等效电阻、等效电感可以通过选取合适的电容及合理的版图布局进行改善。从图6 可以看出， 影响电压跌落的幅度归咎到反馈环路的响应速度， 即取决于反馈环路的带宽。

图6 图5中B处的放大波形

在非隔离的电源中， 线性稳压器可以实现很宽的带宽， 通常可大于500 kHz。因此， 线性稳压器能显着减小负载突变时输出电压的跌落幅度， 也可以减少输出滤波电容， 但是， 线性非隔离变换器存在效率低的缺点。在隔离的变化器中， 由于存在反馈环路的延迟， 尤其是采用光耦隔离的电源， 光耦的带宽通常小于10 kHz, 整个电源系统必须降低带宽， 才能实现环路的稳定。带宽的减小导致整个系统具有很大的反馈延迟， 在负载变化时， 加剧了输出电压的跌落幅度。在反馈慢的系统中， 除了增加输出储能电容外， 没有其他更好的办法。

3. 2 非隔离变换器中脉冲负载的研究

相对于隔离变换器， 非隔离变换器由于减少了隔离变压器， 体积更小; 同样， 由于没有光耦等隔离反馈， 容易提升整个反馈环路的带宽， 使之更适合于脉冲负载。在中小功率电源中， 主要是升压和降压结构。

3. 2. 1 升压结构脉冲负载分析

图7 是典型的升压拓扑结构， 由脉宽控制器、开关管Q1、电感L 1、整流二极管D1, 滤波电容C1 和反馈取样电阻R1、R2 组成。

图7 典型升压电路结构

分析升压电路的工作原理， 通过电感的伏秒平衡， 可以得出输出电压和输入电压之间的关系为Vo= Vin / ( 1- D) 。升压结构只适用于输出电压比输入电压高的场合。在电感电流连续模式下， 通过PWM 开关模块分析， 可以得出电压控制连续模式升压电路的小信号传输：

从( 8) 式可以看出， 整个回路存在一个右平面零点。右半平面零点与电路中经常用于提升相位的左半平面零点有着本质的不同： 左半平面零点能够提升相位， 使系统更加稳定; 而右半平面零点则是随着频率的增加， 相位进一步降低， 引起系统的不稳定。

由于存在右半平面零点， 在电流连续模式的升压结构中， 只有降低环路的带宽来避开右半平面零点。

右半平面零点存在的位置sz 2 = 1/ (RES×C) 。根据脉冲负载的原理， 当电源工作在脉冲负载时， 除了要提升带宽外， 还要加大输出电容的容量。加大输出电容的容量， 必然导致右半平面零点的减小， 这样就需要再次减小电路的带宽， 最终导致在动态负载时输出电压跌落更多。升压电路有电压控制和电流控制方式。两种控制方式都不能消除连续模式下的右半平面零点问题， 这就限制了升压结构在脉冲电源中的应用。

3. 2. 2 降压结构脉冲负载分析

图8 是典型的降压电路结构， 整个电路由开关管、整流二极管、电感、滤波电容以及反馈驱动电路组成。

图8 基本的降压电路结构

通过电感的伏秒平衡， 可以得到输入输出之间的传递函数： V o= V in×D(D 为开关的占空比) 。降压电路只能用于输出电压比输入电压低的场合。通过PWM 模型分析，得到电压连续模式降压电路的小信号传输函数：

从( 9)式可以看出， 相对于升压电路， 工作于电感电流模式的降压电路没有右半平面零点。因此， 降压电路控制器就可以在很大范围内提升整个环路的带宽， 减小环路的响应时间， 降低输出电压的跌落幅度。

同样， 降压控制器有电压控制模式、电流控制模式、迟滞控制模式、恒定导通时间模式。迟滞控制模式和恒定导通模式通过对负载电流的取样， 可以在很短的时间内实现环路响应。但是， 恒定导通模式和迟滞控制模式的开关频率是变化的， 造成变化的EMI 干扰， 不利于电磁兼容设计。相对于电压控制模式， 电流控制模式更能够实现环路的补偿， 有利于实现环路的宽带宽。因此， 降压型变换器有利于实现脉冲负载电源。

3. 3 隔离变换器的脉冲负载分析

隔离变换器主要有反激变换器、正激变换器、桥式变换器。反激变换器和正激变换器都可以用在中小功率的场合， 桥式变换器主要用在大功率场合。

因此， 在脉冲电源中， 适合中小功率脉冲负载的电源结构是反激变换器和正激变换器。

3. 3. 1 反激变换器脉冲负载分析

图9 是典型的反激变换器结构。相对于升压变换器， 反激变换器增加了一个变压器， 实现了输入输出的隔离。

图9 基本的反激变换器结构

通过对变压器进行伏秒平衡分析， 得到电流连续模式下反激变换器的传输关系：

相对于升压变换器， 反激变换器只增加一个变压器。从本质上讲， 其小信号传输关系是在升压变换器的小信号关系上增加变压器匝比。因此， 电压连续模式反激变换器的小信号传输关系为：

从( 10) 式可以看出， 工作在连续模式下的反激变换器同样存在右半平面零点sz 2。与升压变换器一样， 反激变换器也不能实现宽的环路带宽， 因此，反激变换器也不适合用于脉冲负载电源。

3. 3. 2 正激变换器的脉冲负载分析

典型的正激变化器结构如图10 所示。正激变换器的工作原理与降压型变换器相同， 增加了一个用于输入输出隔离的变压器。

图10 正激变换器结构

工作于电压模式连续的正激变换器小信号传递函数为：

相对于降压变换器控制器的传递函数， ( 11) 式只是增加了变压器的匝比。因此， 正激变换器没有右半平面零点， 能够实现宽的带宽， 减小因脉冲负载造成的跌落。相对于降压变换器控制器的多种控制方式， 正激变换器主要有电压控制和电流控制方式。

由于电流控制方式更容易补偿环路， 因此， 在正激变换器中， 主要采用电流控制模式。

负载电流是从0 到满载， 正激变换器往往从空载到满载变换。由于需要跨越输出电感电流从非连续到连续模式， 增加了环路的响应时间。因此， 最好让正激变换器工作在连续模式， 而不管负载电流的变化。一种方法是在输出添加假负载， 但是会造成电路的效率下降， 另一种特别有效的方式是采用同步整流方式。同步整流的好处是可以提高效率， 但它更突出的特点是能够使电路工作在连续模式。

图11 采用二极管整流方式的正激变换器

由于采用二极管整流方式， 当工作在轻载时， 整个电路工作在电流断续模式; 当突然加负载时， 电路过渡到连续模式。其脉冲负载的仿真波形如图12 所示。

图12 采用二极管整流方式的脉冲负载的仿真波形

从图12 可以看出， 由于存在模式的突变， 在突然添加负载时候， 输出电压跌落为0. 5 V.

图13 是采用同步整流方式的正激变换器， 整个电路工作在电流连续模式; 图14 是采用同步整流方式的正激变换器仿真波形。从图中可以看出， 采用同步整流方式， 在脉冲负载条件下， 输出电压的波动在0. 2 V 以内。

图13 采用同步整流方式的正激变换器

图14 同步整流方式的正激变换器仿真波形

4 实验验证

采用正激结构加同步整流方式， 设计了一个隔离的脉冲负载电源。电路输入电压为17~ 36 V, 输出为6 V/ 3 A , 开关频率为200 kHz, 输出滤波电容为200 F, 要求在3 A 负载时输出电压跌落小于0. 2 V。图15 为本文设计的线路图， 控制器采用电流型脉宽控制器LM5026, 其中整流MOS 管Q1 采用自驱方式， 同步整流管Q 2 采用变压器隔离驱动方式。图16 为实验验证电路的版图。

图15 本文设计的脉冲负载电源线路

图16 本文设计的脉冲负载电源版图

由于采用同步整流方式， 输出滤波电感的电流是连续的。当负载很轻时， 输出电感的电流方向会反向， 并通过续流MOS 管Q2 到地继续流动。电流连续模式的好处就是整个控制器在脉冲负载条件下工作时， 不会出现从非连续模式到连续模式的突变，更利于变压器环路的稳定。

判断输出电感是否进入连续模式， 可以通过测试输入PWM 控制器的输出脉冲占空比来测定， 或者是初级开关管漏极波形来判断。如果变换器从空载到满载条件下占空比不变， 则表明变换器在空载条件下已经进入电流连续模式。图17 是变换器在空载条件下的漏极波形。从波形上可以看出， 变换器在空载条件下开关频率为200 kHz, 漏极波形占空比为59. 18%。

图17 空载时的漏极波形

图18 是变换器带载3 A 时的漏极波形。从波形上可以看出， 在带载条件下， 漏极波形的占空比为59. 78%, 与空载基本一致， 表明电路在空载时已经进入连续模式。由于电源环路的截止频率必须小于开关频率的1/ 5, 为了更好地抑制纹波， 通过对环路补偿进行设置， 将截止频率设定在开关频率的1/ 10处， 即20 kHz。由( 6) 式可以算出， 在3 A 负载下，输出电压的跌落为0. 119 V。图19 是实际测试脉冲负载时的输出电压波形。从图中可以看出， 输出电压的跌落为0. 1 V, 与计算值相当， 证明正激变换器加同步整流适合于脉冲负载电源。

图18 满载时的漏极波形

图19 输出电压波形

5 结论

本文通过对脉冲负载的机理分析、计算、仿真，验证了在小功率非隔离变换器中升压结构不适合脉冲负载结构， 降压变换器加同步整流是最适合脉冲负载的拓扑结构。降压变换器控制器可实现很宽的带宽; 引入同步整流， 可以使整个电路工作在电流连续模式。在小功率隔离变换器中， 反激变换器同样因为右半平面零点的影响而不适合用于脉冲负载。

正激变换器加同步整流可以显着减小脉冲负载输出电压的跌落; 同时， 采用电流模式， 可以很好地对环路进行补偿， 提升环路的带宽。实验电路验证了同步整流正激变换器在脉冲负载中的可行性。