一、DCDC开关电源原理 （1）BUCK降压 状态一:当S1闭合时，输入的能量从电容 C1，通过 S1—>电感器 L1—>电容器 C2—>负载 RL供电，此时电感器 L1 同时也在储存能量，可以得到加在 L1上的电压为: Vin-Vo=L*di/dton。 状态二:当 S2 关断时，能量不再是从输入端获得，而是通过续流回路，从电感器 L1 存储的能量—>电容 C2—>负载 RL—>二极管 D1，此时可得式子: L*di/dtoof= Vo，最后我们可以得出 Vo/Vin=D，而 Vo 永远是小于 Vin 的，因为占空比 D≤1。 各个件的作用: 输入电容器(C1) 用于使输入电压平稳； 输出电容器(C2) 负责使输出电压平稳； 位二极管(D1) 在开关开路时为电感器提供一条电流通路； 电感器(L1) 用于存储即将传送至负载的能量；
（2）BOOST升压 下图是升压转换器(Boost)的拓扑结构，电感 L是一个储能元件，当开关管导通的时候，输入的电压对电感充电，形成的回路是:输入 Vi—>电感L—>开关管 Q；当开关管关断时，输入的能量和电感能量一起向输出提供能量，形成的回路是:输入 Vi—>电感L—>二极管 D—>电容 C—>负载 RL，因此这时候输出的电压肯定就比输入的电压高，从而实现升压。
（3）BUCK-BOOST极性反转升降压型 状态一: 开关管开通，二极管 D 反向截止，电感器储能，电流回路为: 输入 Vin —>开关管 Q—>电感器 L; 状态二: 开关管关断，二极管 D 正向导通续流，电流回路为:电感器 —>电容 C—>负载 RL—>二极管 D； 根据公式 Vo=VinxD/(1-D) 中知道，当D=0.5时，Vo=Vin:当D<0.5时，Vo0.5时，Vo>Vin（升压）。这种拓扑结构我们很容易得到了负向的电压，当某些场合不想用隔离变压器拉抽头的方式的时候我们可以用这种方式来实现负电压。
二、重要传输 1、同步与非同步 同步是采用通态电阻极低的专用功率 MOSFET，来取代整流二极管以降低整流损耗的一项新技术。它能大大提高 DC/DC 变换器的效率并且不存在由肖特基势垒电压而造成的死区电压。功率 MOSFET 属于电压控制型器件，它在导通时的伏安特性呈线性关系。用功率 MOSFET 做整流器时，要求栅极电压必须与被整流电压的相位保持同步才能完成整流功能，故称之为同步整流。
（1）同步的优缺点 ①MOSFET具有较的电压降 在 MOSFES 的参数中有一个很重要的参数那就是MOSFES 的导通电阻 Rds_on ，一般情况MOSFES 的导通电阻 Rds_on 是非常小的。一般都为毫欧级别，所以 MOSFES 在导通之后的压降非常比较低的。 ②效率高 在相同的条件下，一般的 MOS 管的导通电压降远运小于普通肖特基二极管的正向导通压降的，所以在电流不变的情况下，MOS 管的损耗功率是运运比二极管小的，所以说使用 MOS 管的效率会比使用二极管的效率会高。 ③需要额外的控制电路 MOS 管需要驱动电路的，所以说同步的需要为 MOS 管额外添加一个控制电路，使得上下两个MOS 管能够同步，而非同步的二极管是自然整流的，所以不需要额外添加驱动控制电路，所以所先对非同步，同步的电路也会比较复杂。 ④成本较高 由于一般相同 MOS的价格比二极管高，而且 MOS管还需要驱动电路，驱动 IC，所以在成本上同步的比非同步的制造成本相对会贵一些，生产的流程工艺也会复杂一些。 （2）非同步的优缺点 ①在输出电流变化的情况下，极管的电压降相当恒定 当续流二极管正向导通时，输出电流变化，二极管的正向压降是恒定不变的，锗管的压降为 0.2-0.3V,硅管的压降为 0.7V。 ②效率低 因为二极管的电压降恒定，所以当流过二极管的电流很大的时候，原本在二极管上很小的电压再乘以电流之后，输出的电压很低的时候，这时候的二极管的小电压降就占了很大的比重，它的消耗功率就很可观了，所以在大电流的时候效率就会减低了。 ③比较便宜 大家都知道的二极管的价格肯定是比 MOS 的价格便宜的，这里说是可以是同等条件下的，大家都是用同一个衬底的情况下。 ④可采用较高输出电压 在输入电压比较高的时候使用是比较好的，因为在输出电压高时，二极管的正向导通压价所占的比重就很小，对效率的影响就比较低，而且它的电路结构比较简单，不需要外加控制电路，生产的工艺流程也会比较简单。 2、效率 如果要求效率比较高，而成本高一点无所谓的话，那么必定是要选择的同步的。上面也提到了，MOS管损耗小，可以提高效率，但它也比较贵，成本也高。
3、隔离与非隔离 由于许多应用中都需要输入/输出隔离，所以基于 Buck、Boost、Buck-Boost 这三种拓扑推导出了其他的常用拓扑:反激式，正激式， 推挽式，半桥式， 全桥式。 隔离式变换器在输入和输出之间没有电流回路，原副边不同地； 变压器通过磁场将能量从初级耦合至次级隔离式变换器通常在需要提供初级至次级； 不同地，高可靠性、防雷、耐高压等，如隔离的医疗电源； 并非标准负载点电源(POL解决方案所常用；
优点： 保护人员、设备免遭感应在隔离另一端的危险瞬态电压损害； 去除隔离电路之间的接地环路以改善抗噪声能力； 在系统中轻松完成输出接线，而不与主接地发生冲突； 缺点： 体积较大，或同等体积的功率较小； 4、工作模式（Burst Mode-CCM） ①跳跃模式PWM 在轻负载时， PWM 转换器能自动切换至一种“低功耗”模式以最大限度地减少电池电流消耗，该模式有时被称为“ PFM” 但实际上是一个间歇式地接通和关断的固定频率。
根据左边和右边的波形我们可以看到，左边的是经典的 PWM 模式，右边的图是在轻载或者时的 PWM 跳跃模式的波形，跳跃模式中的 PWM 的频率降低，所以开关损耗减少了。如果我们从输出电压纹波来看的话，纹波是变大了，因为它这种模式下已经不是每个周期都调整 PWM，而是反馈信号到了窗口比较器的上限或者下限的时候才做出调整。 ②电压控制模式 当输出电压增加时，反馈电压Vfb增加，而负反馈误差放大器的输出减少。因此，占空比减小。输出电压被拉回，使Vfb= Vref。只有一个控制环路来调节输出。这种方案称为电压模式控制。
③电流控制模式 电流模式控制使用两种反馈环路:类似于电压模式控制转换器控制环路的外电压环路，以及将电流信号馈送回控制环路的内电流环路。环路补偿简单，更快速地限制电流。
5、MOSFET选择要点 IGSS表示栅极驱动漏电流，越小越好。 VGS(th)表示的是MOS的开启电压。 RDS(ON)表示MOS的导通电阻，通常导通电阻越小越好，其决定MOS的导通损耗，导通电阻越大损耗越大。
6、输入电压，输入电流，输出电压 7、功耗 8、纹波和噪声 9、上电时序 三、DCDC芯片引脚说明（TPS54331为例） TPS54331数据手册链接：TPS54331 Datasheet(PDF) - Texas Instruments (alldatasheet.com) 参考电路
1、EN引脚电阻 EN 引脚具有一个内部提升电流源，当EN引脚浮动时可提供TPS54331运行的默认条件。 当 VIN 引脚电压降至内部 VIN UVLO 阈值以下时，该TPS54331被禁用。除非 VIN 大于 （VOUT + 2V），否则建议使用外部 VIN UVLO 来增加迟滞。要通过迟滞调节 VIN UVLO，请使用连接到 EN 引脚的外部电路。
一旦EN电压超过1.25V，就会增加额外的3uA迟滞。使用公式 可计算所需的 VIN UVLO 阈值电压所需的电阻值。VSTART是输入启动阈值电压，VSTOP是输入停止阈值电压，VEN是1.25V的使能阈值电压，VSTOP应始终大于 3.5V。
2、SS引脚/缓启动电容引脚 TPS54331有效地使用内部基准电压的较低电压或SS引脚电压作为馈入EROR放大器的电源基准电压，并相应地调节输出。SS 引脚接地上的电容器 （Css） 可实现较慢的静态时间。TPS54331具有一个 2uA 的内部提升电流源，该电流源对外部慢启动电容器进行调节，慢启动时间（10% 至 90%）的公式如下。Vref为0.8V，lss电流为2uA。 10、续流二极管/肖特基二极管 TPS54331设计用于在PH和GND之间使用外部捕获二极管。所选二极管必须满足应用的绝对最大额定值:反向电压必须高于PH引脚的最大电压，即VINMAX + 0.5 V。峰值电流必须大于lOUTMAX加上电感器峰值电流的一半。为了提高效率，正向压降应该小。值得注意的是，捕获二极管导通时间通常比高侧场效应管导通时间长，因此注意二极管参数可以显著提高整体效率。此外，检查所选择的器件是否能够消除功率损耗。对于本设计，a二极管选用B340A，反向电压40v，正向电流3a，正向压降0.5 V。
11、环路设计/补偿组件 环路设计指标:剪切频率、相位裕量、增益裕量。 （1）剪切频率:有的文档上叫穿越频率，是指环路增益为0dB时对应的频率。剪切频率越高，响应速度越快，但更容易引起环路不稳定或振荡；剪切频率过低，则环路瞬态响应不够，可能导致输出电压异常。通常剪切频率设计为开关频率的1/10~1/20， 瞬态响应不足的系统往往其剪切频率低于10KHz，此时环路处于过度补偿的状态。 （2）瞬态响应:主要表征因负载变化而引起的输出电压变化，瞬态响应越差，则相同负载变化引起的输出电压变化越大。 （3）相位/增益裕量:相位裕量一一当环路增益为0时，对应的信号相位与“180”的差值；增益裕量一一当信号相位为“0”时，对应的负增益量。表征开关电源的稳定度，如相位裕量或(和) 增益裕量不够，则可能因温度、PCB布局布线以及器件个体差异等影响，使系统进入不稳定或振荡的状态。足够稳定的开关电源设计，一般应使相位裕量>=45°，增益裕量<=10dB。 补偿组件 与TPS54331一起使用的外部补偿允许广泛的输出滤波器配置。支持电容值和电介质类型的大范围。设计示例使用陶瓷x5r介电输出电容器，但支持其他类型。 TPS54331建议采用ii型补偿方案。选择补偿元件来设置输出滤波器元件所需的闭环交叉频率和相位裕度。i型补偿具有以下特点:一个直流增益元件，一个低频极和一个中频零极对。 直流增益公式如下： |
