變頻器在設計上不斷的推陳出新，為了提高功率密度並降低成本，工程師更是絞盡腦汁。IGBT（絕緣柵型雙極性電晶體）在變頻器里屬於關鍵器件，其選型和損耗直接關係散熱器的大小，也直接影響著系統的性能、成本和尺寸。
本文從變頻器的應用特點出發，結合第七代IGBT的低飽和壓降和最大運行結溫等特點，介紹了第七代IGBT如何助力變頻器應用。
本文通過分析變頻器的損耗組成，並通過熱仿真對比第四代IGBT和第七代IGBT的性能，最後通過實驗來驗證結論。相同工況下IGBT7損耗和結溫明顯低於IGBT4，這樣可以減小變頻器的體積或是保持相同體積下增大輸出電流，實現功率跳檔，從而提高產品的功率密度。
◆ 01 引言
電機在家電、傳動、交通運輸、新能源和工業機器人等行業有著非常廣泛的應用。電機驅動著我們日常的工作和娛樂。低壓變頻器作為驅動電機的主要產品，因調速範圍廣、操作簡單，能夠實現節能、軟起、提效等功能，應用非常廣泛，如電梯、風機、水泵、紡織、冶金等行業。 2021年是“十四五”規劃開局之年，中國敲定了碳中和的路線圖，力爭在2030年前達到二氧化碳排放峰值，2060年前實現碳中和。目前中國製造業正在開展新一輪轉型升級，這對工業設備的性能提出了更高的要求，節能、綠色驅動的方式將成為主流，這又將推動變頻器市場的增長，尤其是新一代更高功率密度的產品。 低壓通用變頻器市場競爭非常激烈，針對目前的市場需求，主要廠商加大研發投入降低產品成本、提升產品性能。而變頻器電路拓撲主要採用交-直-交變頻，電路拓撲固定，且發展相對緩慢。變頻器產品的發展特點在硬體上就集中體現為減小尺寸、提高功率密度從而降低成本。 從硬體角度講，低壓通用變頻器的特點主要有：
交-直-交：不控制整流+制動單元+三相逆變；
低開關頻率：額定4KHz~6kHz，如提高開關頻率會降額； 針對通用變頻器的這些應用特點，英飛凌公司推出了第七代IGBT模塊。那麼第七代IGBT模塊對比目前市場主要使用的第四代的IGBT模塊在變頻器應用中的優勢體現在哪裡呢？是如何做到提高功率密度的？本文將通過仿真和實驗來探究。 目前IGBT晶片技術已經發展到第七代的水平，以英飛凌的IGBT的晶片技術為例，從最開始的PT技術，到NPT平面柵，再到溝槽柵，現在到了第七代，也就是微溝槽柵（簡稱MPT，下同）技術。IGBT7採用了基於MPT的IGBT結構。在n-襯底的底部，通過p+摻雜實現了集電極區。在n-襯底和和p+之間，通過n+摻雜實現了場截止（FS）結構。它可以使電場急劇下降，同時會影響器件的靜態和動態特性。 與IGBT4相區別的是，IGBT7里的溝槽除了包含常見的有緣柵極，還有發射極溝槽和偽柵極，後兩種溝槽是無效溝槽。這三種溝槽單元類型能夠精細化定製IGBT。通過增加有源柵極密度，能夠增加單位晶片面積上的導電溝道。一方面，由於器件輸出特性曲線更陡，可降低靜態損耗[1][2] [3]。當然，帶來的影響還有柵極-發射極電容（CGE）增加，代表著其開關參數也發生了變化。
圖1.英飛凌晶片技術 到具體應用層面，IGBT7的優勢總結為：
低的導通飽和壓降Vcesat；
最高短時工作結溫可以到175℃；
◆03 IGBT7技術應用在變頻器
IGBT7設計的初衷是針對電機驅動的應用。通過減少功率器件的總損耗和提高過載條件下的最高結溫到175℃來提高功率密度、減少系統尺寸最終達到降低系統成本的目的。為什麼IGBT7適合變頻器應用呢？ 1、變頻器應用中，一般情況下，額定開關頻率範圍4KHz~6KHz。在此工況下，總損耗中導通損耗占比最大。IGBT7通過降低Vcesat來減少導通損耗。從而達到降低總損耗的目的； 2、IGBT7支持最高175℃的運行結溫，有效滿足變頻器過載的需求； 3、IGBT7 PIM模塊集成有整流橋、制動單元和逆變橋，為變頻器量身定做。 接下來，結合5.5KW變頻器，通過仿真和實驗來驗證IGBT7在變頻器應用中的優勢。 首先我們可以通過仿真來評估IGBT7在變頻器應用中的結溫和損耗分布。PLECS涉及到電能轉換系統的電氣迴路，磁性元件，散熱迴路和機械以及其控制部分可以提供快速的仿真。本文使用Icepak和PLECS混合熱仿真實驗，並計算損耗和結溫。 
雖然器件規格書上會有開關損耗的數據，但是母線電壓、結溫、主功率迴路的雜散電感、門極迴路的寄生電感和寄生電阻都會對開關損耗產生影響[4]。通過雙脈衝測試可以得到IGBT7的開關損耗和二極體的反向恢復損耗。當然還可以得到各電壓電流尖峰值，斜率變化值在內的動態參數。本次實驗直接在整機的主功率電路板上做雙脈衝測試，這樣測得的數據更加符合實際。 本次測試選取了室溫、35℃、75℃和125℃這四種不同的溫度，得到IGBT7的關斷損耗和開通損耗。因第七代IGBT使用了MPT技術，在維持較低dv/dt的情況下，驅動電阻可以選的更小[5]，所以本次雙脈衝測試驅動電阻（Rg）選取10歐姆和15歐姆，如圖3和圖4所示。
圖3.Rg=15Ω時IGBT7關斷損耗實測數據
圖4.Rg=15Ω時IGBT7開通損耗實測數據 基於規格書的數據，將Vcesat與Ic（集電極電流）的輸出特性曲線導入到PLECS器件模型里，再加上之前得到的開關損耗，就可以得到IGBT和反並聯二極體的損耗模型。最後輸入四階的瞬態熱阻，就可以得到IGBT7的PLECS熱模型了，如圖5所示。  採用3D和PLECS聯合熱仿真的目的是提高仿真結果的精度。IGBT和二極體晶片產生的絕大部分的熱量通過圖6中縱向的熱阻傳遞到環境中；只有極少部分的熱量橫向傳遞，在本文中可以忽略不計。從熱等效網絡可見，Rth,c-h（散熱器熱阻，下同）的精度直接影響到IGBT晶片結溫的估算。PLECS的優勢是可以通過仿真得到損耗和晶片結溫，而3D熱仿真的優勢是可以得到散熱器熱阻值。採用3D和PLECS聯合熱仿真的目的是提高仿真結果的精度。 
基於第七代IGBT FP25R12W2T7，使用PLECS仿真計算出損耗後，導入到3D熱仿真可以得到散熱器的熱阻，再將散熱器熱阻導入到PLECS疊代後重新仿真，可以得到IGBT和二極體的晶圓的結溫，具體結果請參見表1。表1和表2中“仿真模式”一列中的熱阻指的是散熱器熱阻Rth,c-h。 ▪ 調製比為1； ▪ 輸出頻率為50Hz； ▪ 散熱器的時間常數為67s； ▪ 輸出功率因數為0.85；表1.IGBT7熱仿真結果 
接著再用相同的方法，針對25A的第四代IGBT FP25R12W2T4做仿真，得到其損耗。如下表2所示：
表2.IGBT4的熱仿真結果  以上仿真均按照實際運行工況的運行參數，從仿真結果對比來看，相同工況下IGBT7的損耗明顯低於IGBT4；並且隨著電流的增加或開關頻率的增加，損耗的差距越大，如表3所示。  本文選用偉創AC310系列5.5KW變頻器搭建測試平台。IGBT模塊分別使用經過特殊處理的晶片粘有熱電偶的第七代25A 的FP25R12W2T7和第四代同樣是25A的FP25R12W2T4。因為兩個模塊是同封裝同引腳，所以可以在相同的機器上測試；再加上這兩個模塊所粘溫升線的晶片的位置相同，可以直接讀出相同位置晶片上的結溫，這樣方便直接對比IGBT4和IGBT7的晶片結溫。  對散熱器進行打孔處理，分別在U相下橋IGBT、V相上橋二極體和整流橋二極體正下方打孔，將熱電偶深入孔中，緊貼散熱器基板側面並與散熱器表面齊平，用來測量散熱器的溫度。  對應前文的仿真，在溫升測試中仍然按照這四個工況測試：13A/2kHz、13A/4kHz、13A/6kHz和17A/2kHz。分別監測並記錄：IGBT晶片的結溫、U相下橋IGBT晶片正下方散熱器溫度，V相上橋二極體晶片正下方散熱器溫度和整流橋二極體晶片正下方散熱器溫度；監測記錄輸入電流；監測輸出電流。記錄並對比實驗結果，如表4所示。 
實驗結果顯示，IGBT7的晶片結溫在相同工況下明顯低於IGBT4；並且隨著輸出電流的增大，IGBT7和IGBT4的溫升的差值在增加。從實驗結果中還可以看到，隨著開關頻率的提高，IGBT7與IGBT4溫升的差值也越來越大，這是因為目前工程師在使用IGBT4時，往往取的驅動電阻值較大，這一點從IGBT4的仿真結果就可以看出是一致的。 本次實驗兩個模塊同為熱電偶模塊，並且使用相同散熱器。測試最終結果為其溫升的差異，是相對值，這符合單變量原則。 但考慮到本次測試T7和T4模塊都有內置熱電偶，這是與標準模塊的一個不同點；再加上散熱器打孔，會增大散熱器的熱阻。這兩點對於實驗得出溫度的絕對值的差異需要得到進一步探究。 設計如下兩組實驗來探究以上兩點對溫升絕對值的影響。 第一組：使用相同模塊，不同散熱器
表5.散熱器誤差對比測試
第二組：使用相同散熱器，不同的模塊
表6.模塊誤差對比測試
兩組測試反應出隨著工況的惡劣程度的加深，誤差越大。這也解釋了為什麼隨著損耗的增加，仿真得到的IGBT結溫Tvj與實測得到的熱電偶溫度之間的差值越來越大。 目前5.5KW變頻器一般使用的是第四代35A IGBT模塊如英飛凌的FP35R12W2T4，或類似電流等級和封裝的其它模塊。根據以上仿真和實驗的驗證，IGBT7可以從兩個思路幫助變頻器提高功率密度：其一，5.5KW變頻 | 
