不管之前有沒有被魔鬼陷害到---尤其是低壓控制的領域，今天魚乾我要講的是細節裡的天使，希望可以讓被魔鬼挖坑跳進去的哈味(Hardware)工程師門可以爬出魔鬼挖的坑。其實這個坑是很多人都知道的，只是不曉得如何巧妙避開的箇中訣竅，魚乾我也是曾經掉在這個坑內很久爬不出來、抓破頭皮想破頭不曉得是怎麼跌進坑的@_@”
MOSFET Data sheet 內有標示：CISS、COSS 和 CRSS， 其中： CISS = CGS + CGD ; COSS = CDS + CGD ; CRSS = CGD. 但由於這些容值與電壓變化有關，因此最好根據Gate Charge 參數內來計算適當的開與關的值(電流與速度)。
下圖為Logic level MOSFET ISC0806NLS data sheet
有沒有發現萬綠叢中的一點紅?那麼多Qxx 內就出現那麼一個完全不一樣的Vplateau? 對啦! 那個參數就是這一整篇想要去找的、傳說中的”天使”~ Vplateau 到底在Gate Charge 的整個圖表內佔了什麼樣的角色與份量? 有沒有看到下列圖表內的QGD那個平台?對! 就是那個平台--傳說中的Vplateau 也就是眾所皆知的米勒平台，說穿了好像也沒什麼了不起^_^||
從上面的圖表我們可以得知: Gate 電壓從:
t0 -> t1 VGS 到達(VG(TH))時，IDrain開始流動; t1 -> t2 VGS 到達Vplateau 電壓時QGS 結束、IDrain 達到飽和、VDS 開始往下降;
t2 -> t3 VGS 對CGD 充電 t3 -> t4 QGD 結束、VGS 上升到最高電壓後，整個QG 結束
若是在5V Logic level 的控制系統中又不外掛一個Gate Driver IC ,選用了Vplateau >5V 的MOSFET 會發生什麼事呢 ^_^?
[ VDRIVER (red)、VGS (green)、IG(blue) ]
將上圖展開後可以看到VDRIVE, VGS, IG 的細節可以發現，依照QG公式計算出的電流並非全時直流，而是暫態直流: 因此可以表示為: <fig6> 由上式可以將R 再簡化為RG-ext + RG-int 某些較快速之MOSFET 內部會再串入一個低阻值的RG 以避免切換速度過快造成MOSFET 損壞。 RG-ext 則是我們自由設定的 ; VDRIVE 則是Gate Driver IC 的輸出電壓 (也可以是Totem pole 輸出) 因此可以再簡化為: iG=(VDRIVER – VGS) ÷ (RG-ext + RG-int) 以ISC0806NLS 為例: RG-int =1.2 ohm VGS (th)= 2.3V RG-ext = 5.6 ohm VDRIVE =5V iG=(5V – 2.3V) ÷ (1.2 ohm + 5.6 ohm) = 397mA 選擇Gate Driver IC 時可以滿足這個電流即可，因為根據電容暫態電流特性，此397mA 只出現在很短暫的時間內。
由上式可以得知: 任一個數據越高Pd就會越高，但通常QG 與VG 是不會變的，會變的通常是工作頻率fsw 以ISC0806NLS 為例: QG =49nC (max) VG = 5V Fsw = 100KHz Pd =49nC x 5V x 100KHz =24.5mW
假設我們將fsw 提高到500KHz: Pd =49nC x 5V x 500KHz =122.5mW Pd 增加了5倍，因此在散熱方面就必需留意。 為了不讓整個計算顯得太複雜，魚乾我將整個電流計算給簡化了，就像我們通常在G-S 端併聯1個10Kohm 來防止電源投入瞬間造成MOSFET 短路損壞。但，為什麼是10K? 為什麼不是1K 或是100K? 其實這個RG-S 是有計算式可以精算出的，只是萬一要更換MOSFET 因為Ciss 不同就得一併更換電阻那就複雜了，電流的這個公式也是相同的道理，已知驅動電流0.5A 的GD 已經夠用，我們就不需要去選一個相對較貴的3A的GD 對吧?
但是，在實際的PCB 佈線上還存在著預期外、但又真實存在的雜散電感與電容如下圖:
諸如此類的細節將待有機會再繼續深入探討，因為有驅動上升與下降時間常數的問題，速度太慢切換損變高(QG) 速度太快會有EMI 的問題…，
<本篇完> ✽以上圖文引用自Infineon
|
