这篇微信文章，其实构思已久。为了有所铺垫，已在2020和2021发布了两篇基础篇： 2022，让我们再次聊聊在SiC单管并联中的寄生导通问题。 特别提醒：仿真只是工具，仿真无法替代实验，仿真只供参考。 在展开仿真的宏大序章之前，我们不妨先回顾之前的一些小结论： ▌ 2020《仿真世界之SIC单管的寄生导通现象》 ► 机理澄清：寄生导通现象来自米勒电容和源极电感的综合影响。 ► 封装影响：事物皆有两面。TO247-3封装内的功率源极电感也处于驱动回路中，导致封装内外Vgs波形差异容易引起误判，同时增加了开关损耗，但是好处是降低了开关速度和di/dt，客观上也削弱了源极电感对寄生导通的风险。TO247-4封装的开尔文结构，解耦了功率回路与驱动回路的源极电感，封装内外Vgs一致(表里如一)，虽然减少了开关损耗，但是增加了开关速度和di/dt，这在客观上也加剧了源极电感对寄生导通的风险。总的来说，TO247-4还是更优的选择。 ► 在TO247-4pin的SiC单管并联的均流特性仿真中，主回路的源极电感Lex，对器件均流的影响最为显著，同时还会形成源极的环流。 ► 由源极电感Lex引起的器件均流差异，用辅助源极电阻Rgee和门级电容Cgs去补救，其收效有限。因此，在SiC并联布局初始，一定要尽可能保证源极电感Lex一致。 为了搞清楚SiC单管并联中的寄生导通问题，我们将继续通过仿真，层层深入： ► SiC单管并联中的寄生导通与源极环流的关系 ► 既然“源极环流挡不住”，我们又该何去何从？ 01 选取仿真研究对象 SiC MOSFET： IMZ120R045M1(1200V/45mΩ)、 TO247-4pin、两并联
Driver IC： 1EDI40I12AF、单通道、磁隔离、 驱动电流±4A(min) 02 仿真电路Setup 如图1所示，基于双脉冲的思路，搭建双管并联的主回路和驱动回路，并设置相关杂散参数，环境温度为室温。
1. 外部主回路 直流源800Vdc、母线电容Capacitor(含寄生参数)、母线电容与半桥电路之间的杂散电感Ldc_P和Ldc_N、双脉冲电感Ls_DPT 2. 并联主回路 整体为半桥结构，双脉冲驱动下桥SiC MOSFET，与上桥的SiC MOSFET Body Diode进行换流。下桥为Q11和Q12两颗IMZ120R045M1，经过各自发射极(源极)电感Lex_Q11和Lex_Q12，以及各自集电极(漏极)电感Lcx_Q11和Lcx_Q12并联到一起；同理上桥的Q21和Q22的并联结构也是类似连接。 3. 并联驱动回路 基于TO247-4pin的开尔文结构，功率发射极与信号发射级可彼此解耦，再加上1EDI40I12AF这颗驱动芯片已配备OUTP与OUTN管脚，所以，每个单管的驱动部分都有各自的Rgon、Rgoff和Rgee(辅助源极电阻)，进行两并联后与驱动IC的副边相应管脚连接。 4. 驱动部分设置
 图2.由图1变换的并联上管和下管的环路示意图 具体过程，我们通过仿真举例分析：[下管双脉冲，上管关断]
门级设置Vgs=+15V/-3V，Q1和Q2的并联源极电感先设为8nH，然后再将Q11和Q21的Lex电感改为5nH，如图3所示，制造并联的源极电感Lex的差异，看开关波形的变化。  图4.关断过程仿真波形 如图4所示：关断过程的仿真波形，虚线为并联支路的源极电感Lex皆为8nH的波形，实线为并联支路其中Q11和Q21的Lex=5nH后的波形。  图5.开通过程仿真波形 如图5所示：开通过程的仿真波形，虚线为并联支路的源极电感Lex皆为8nH的波形，实线为并联支路其中Q11和Q21的Lex=5nH后的波形。
由上述开关过程的仿真可知，源极电感除了对自身Q11/Q12的Id和Esw特性，还会显著影响对管Q21/Q22 的Vgs电压尖峰(undershoot和overshoot)，尤其是overshoot的部分，如图5所示，不仅将Q21/Q22的Vgs电压尖峰抬高了2V，同时还引起了Vgs的持续振荡。
为了验证源极环流对上述overshoot的恶劣影响，我们又增加了一组仿真，将上管并联的驱动方式，由一驱二，改为单独一驱一，下管维持不变，以此切断上管并联的环路，如图6所示：  图6.上管改为单独一驱一的并联驱动方式  图7.仅上管改为单独一驱一的并联驱动方式后的开通波形 图7中，虚线为并联支路的源极电感Lex皆为8nH的波形，实线为并联支路其中Q11和Q21的Lex=5nH，且Q12和Q12的Lex=8nH的波形。源极电感Lex的差异，在独立驱动的模式下，几乎没有抬高overshoot电压尖峰。对比图5和图7，当切断上管的源极环路之后，overshoot波形的尖峰和振荡都得到了明显的改善。
为了进一步对比说明，再补充一组上下管的并联都改为单独驱动的仿真与波形，如图8和图9所示： 图9中，虚线为并联支路的源极电感Lex皆为8nH的波形，实线为并联支路其中Q11和Q21的Lex=5nH，且Q12和Q12的Lex=8nH的波形。波形结论与图7类似，由于下管也采用独立的并联驱动模式，下管的电流均流和损耗差异也得到了非常好的控制。
因此，综合上述的仿真波形对比与分析可知：在SiC单管并联时，由于并联电路中源极回路的存在，当源极电感Lex有差异时，就会引起形成源极环流，抬高overshoot电压尖峰，进一步增加了Vgs寄生导通的风险。与此同时，该源极环流，也会对自身Vgs产生影响，进而影响电流Id的均流和损耗Esw的差异。 04 既然“源极环流挡不住”，我们又该何去何从？
由上可知，在SiC单管的并联应用中，无论是均流还是寄生导通的恶化，都是源极回路和环流“惹的祸”，尤其在普遍的一驱多的并联方式下，几乎“无处可逃”。那么在实际应用中，既然“源极环流挡不住”，我们又该何去何从，将寄生导通风险降低呢？ 策略1. 尽可能做到Lex电感的对称 策略2. 增加一些抑制与补救的措施 ■ 适当增加门级Cgs电容 图20.使能米勒钳位前后的开通仿真波形 (米勒钳位回路电感Lx_clamp=2nH) 05 SiC单管并联中的寄生导通问题小结
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